雷达的数字波束形成文献雷达的数字波束形成第卷增刊1 邱文杰译:雷达的数字波束形成在数字处理器中,

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详细说明：雷达的数字波束形成第卷增刊1 邱文杰译:雷达的数字波束形成在数字处理器中,加权运算的精确和可预测的性质最终可以最佳和最快地控制天线波束形状 13接收机校准方便在任何系统中,至少有一部分波束形成过程是在多个接收机之后进行的,系统在接收机各通道以及天线中的增益和相位误差是敏感的。这些误差的范围将直接影响波束形状的“质量’,所以必须将它们或保持在可接受的低电平上,或用某些方式来补偿。正如后面第14节中指出的,数字波束形成法允许选择后一方案,从而避免了要求接收机通道内有非常严格的绝对公差或要求每一接收机来用反馈控制来调整其增益和相位特性。 4超低酗瓣由于上述1,3节中的特点,在阵列单元和最后的波束形成过程之间具有比通常射频技术法维持更好的总平衡度的潜力,因而有可能提供非常低的副瓣。 1.5天线方向图作为距离函数的可变性在数字波束形成器中,比较容易在不同距离单元上运用不同的加权组。这就有可能将杂波缺口,箔条指示零点等,在不同的距离上引入或引出。图1为接收状态下雷达波束形成系统的一般方块图,示出了相互作用的关键部分。为了使波束形成适当地自适应,要求将天线单元或波束形成器输出或两者都接到波束方向图控制单元上。波束方向图控制单元的输出控制外加的加权或在波束形成器中选择波束输出。如果引进校准,进一步的相互作用将是明显的文中,将指出数字技术能够引用的不同程度。第一种可能的型式示于图2,图中,波束图形:是通过射频移相器的数字控来形成的,而自适应控制通过测量波束形成器的输出成为现实。这种方法的主要优点是取消了多个接收机的必要。然而,没有防御波束正交性的限制,并且自适应控制受到采用加权微扰技术的限制。这种方法的采用,可能引起在复杂电子对抗环境中得到足够快的收敛率的问题。尽管如此,合理地采用开环加权控制以及加权微扰法使零深最佳化,可能会得到一个相当有吸引力的设计方案。加杈网络射频加权天线其它处理天线波束形成器波束形成r adcs 波束方向图控制「效子波束校准图形控制图1‘接收’波束形成和控制系统的一般方块图图?用轍出功率传感的射频网的数字控制第二种型式示于图3,它是由射频或中频波束形成网络与相关的波束图形控制单元组成,它到天线的每一单元(或单元子阵)以及波束形成器输出都有接口。由控制单元利用来自天线的信号以及来自波束形成器输出的信号,可以实现一些控制和自适应控制技术。一种潜在的节约成本是,电子抗环境和波束打描过程的动态特性几乎肯定比雷达波形带宽慢若干 ?1994-2016ChinaAcademicJournalElectronicpUblishingHouse.Allrightsreservedhttp://www.cnki.net 2 成都电讯工程学院学报 1988年12月个数量级。因而在这种型式中,关于单元和波束形成器输出的稀疏抽样的数据是完全可以允许的,虽然,每个抽样都必须是根据整个波形带宽。当然,如果波束形成直接耦合到天线并在射频上实现,正交性限制仍然适用。「加权网络 a.d.c.$(雷达波形的耐奎斯特速率抽样) eT? 天线波束形成数字波束线形器 a,d c s a, d.c. s 数字波束校准1 数字图形稀疏抽样)-L图形控制稀疏抽样) 掉制图3具有到天秘信号分布以及波束形成器輸图4波束形成和控制采统的全数字实現法出接口的射举/中频网終的数字控制第三种型式使用数字波束形成器和数字控制,如图4所示。在没有硬件实现的问题时, 这种方法对于雷达波束形成提供了最灵活和最有效的手段实现精确的加权,可采用宽范围的控制算法,能够引入校准技术,并且没有正交性限制。证实这个方法的可行性的主要问题都与硬件限制有关。首先,例如,有几千单元的相控阵的全数字控制将需要一个很强大的数字处理机;按目前的工艺,它将是既笨重又功耗高。其次,需要多个A/D变换器(a、d、c、s), 而且每个都工作在整个雷达波形带宽上。按目前单片的A/D变换器,这将导致波形带宽大约为10MH的上限。目前最有希望的型式是,在其中数字处理器是由下列方法之一来实现波束形成的一部分 (a)仅在一维形成波束 (b)在射频或中频的子阵网络后面工作 (c)与射频或中频波束形成网络级联工作为了考查运用于数字域的数学基础,在这方面没有必要规定具体的型式或它的维数。 2数字表示法的基础和射頻信号的加权在数字处理器内部,波束形成需要把出现在各个接收通道输出端上的幅度和相位数据, 在A/D变换过程中精确地保留下来,这里每个通道都与天线口径的不同部分或不同波束方向联在一起。试研究任何一个接收机输出和后面的其他方案。将已经变换成低的,但非零的中频信号抽样。然后通过单一的A/D变换予以数字化。另外的方案是通过在正弦和“余弦混合器中乘上射频(或中频)信号,把信号变换成零中频(基带)同相和正交通道。合成信号由一对A/D变换器予以数字化。试研究画在图5a中的典型雷达的脉冲谱,“3dB'的谱宽为B,在转换为非零的中频时图5b),显然,尽量减小中心频率是可取的,以便使抽样速率,进而使A/D变换器要求的转换速率也尽量低。然而,围绕零频的谱的折合会在中频滤波器的通带内引起杂散成分,它将在矢量基础上加到主谱上,其方式取决于脉冲包络内中频的相位。为了维持这个误差小, 中频滤牧器内折合谱的相对电平大概应小于-40dB,在选择好中频满足这个要求(对于画出 ?1994-2016ChinaAcademicJournalElectronicpUblishingHouse.Allrightsreservedhttp://www.cnki.net 第17卷增刊1 邱文杰译:雷达的数字波束形成 25 的例子≈2B),并且假设,中频滤波器具有≈ 14B的有效响应的带宽之后,我们可以应用耐奎斯特准则对具有频率上限为≈{2+(1,4/2)} 20 B的信号谱充分抽样,并且得到最小要求的抽样速率约5.4B。频率在两种相位下转换为零中频的另一种方法 a.射频不致于产生谱旁瓣折迭的有害影响(图5c)对预抽样滤波器于这个例子,最高的有效频率为≈07B,因中频频谱最小抽样速率而,在两个基带通道的每个内,耐奎斯特准则-20 要求最小的抽样速率为≈1.4B 因而,虽然基带法要求两个信号数字化, 但通常仍是乐于采用,因为实际上要求的净抽 2B2.7B 54B 频率b.中频样速率看来比非零中频法的小。还应注意、对于基带信号对的一次抽样瞬间对于精确描述信 0上预抽祥滤波器信号(每个基带通道内) 号的瞬时相位和幅度是足够的,但是,用其它最小抽样速卒的方法需要两个或更多的抽样,而且、在数字处理机内处理数字化的值比零中频〔基带)法更容易。所以,分析时选择后一种方法。接收信 07B148颌率c.零中頫号的复数窄带表示式可直接从它们的射频或中图5典型雷达脉冲的抽样频描述中得到,此时假设采用“正弦和余弦乘法器(或混频器)来将信号变换为基带(图6),规定(N中的)第n个射频信号为 u,(t)=a, cos (at + d,)+ nI,(t)cost +no, (t)sinat (1) 式中n(t),man(t)被取为每个方差为的高斯噪声波型。所以,混频和低通滤波之后的同相()和正交(Q)输出为低通滤波是为了排除混频过程中的上边带): I(t)=a,cos, +nl,(t) (2) 秉法器低通滤器 Q.(t)= aSInφ+7a(t) l,() 射频和基带的信噪比都等于an2/202。正弦和余弦 Y(n) 工振荡器驱动时在相位上可能有一个小量8的失配, ) 混频器的变换增益可能有一小因子k的失配,在上述情况下,信号输出被错误地表示为 - soar an cos p。-。8, sind+k,cos 和图6在射频或中频信号上进行正弦和余弦乘法器运鲜来产生两个基带信号 ≈an[sn,-1B,cos小,-1k,snp 误差的总方差(和Q两个通道内)为an2(⑧2+k2),相当于一欧姆的阻抗系统上所加的噪声功率,并且,得到在全部数值范围内变化的为了方便起见,在零中频的变换过程中,由失配引起的误差表示为5和与q,这里; ?1994-2016ChinaAcademicJournalElectronicpUblishingHouse.Allrightsreservedhttp://www.cnki.net 26 成都电飘工程学院学报 198年12月 8,sina+ k cosψ 2 Q cOS k, sing 第个Ⅰ和Q的输出现在可以描述为: I, (t)=a, cos ,+5r, +nl(t) (4) Q,(t)=a, sind. 5Q.+nQ.(t) 在这点上,信号被A/D变换器数字化,每个都有图7所示的转换特性的形式,它表示在电压为±1/24,±3/2q,±5/2等等点上编码输出有转变。相应的量化输出的值为0,士q,±2q 等等。如果将幅度为E的信号同标准编差σ的高斯噪声加在一起,加到A/D变换器上,则合成的信号和噪声处在(r-1/2)4~(r+1/2)q范围内的概率,即编码E为T值的概率为 X 2 (2x)2 exp 20 (5 中心在E:标准位|率分例如图7中的阴影面积给出了信号和噪声的编为a的正态分布码为2q时的概率。编码输出(E)的平均值为信号脉冲噪声 E ∑rP (6) 输入信号幅度和E间的差为模拟信号用数字表示时的一种不可能平均的误差。如图8所 2? 0 E 9 示,在没有热噪声时,误差(〈E〉一E)以锯齿 2量化输出形方式随B变化。噪声的影响带来抹去的影响, A/D的变焕待性它将减小噪声,这可由图看出,它表示对a/q =0,25,0·5和1。0的平均编码误差。可以看出, 如果σ≥0,5q误差可以忽略不计,这意味着在数字域内,辨别信号和信号变化的可能性, 它们小于量化步长q,并在该域内有足够的积分使信号提高到大于热噪声和量化噪声。数字编码值的均方误差为图7A/D变换特性和信号加高斯噪声的说明《(E。-E))=a(rB)P (7) 如图9所示,对于0/q≥0.5的情况,由量化噪声引起的均方误差近似不变,并与由热噪声引起的均方误差线性相加。假设信号值的范围如下面所述是合适的,即不存在热噪声的误差在-1/2~1/24(亦即P(x)=1/q,-1/2=0,667a2N2-2b WS|2)≈0。194a2N 72。-2bT 这些表示式是假设,零中频转换器中相位和幅度失配引起的接收通道间的信号误差以及热噪声,量化噪声和确定加权的误差都是不相关的。为了对这误差给出一个实际的大小比例,图 10示出了各种误差与波束方向图的关系和采用汉明加权的N元线阵的信号动态范围。我们假定N个组合接收机有相当好的质量,I和Q各通道对之间的均方根相位和幅度失配分别为1和 02dB,(亦即8≈0,017弧度和k≈0.023).A/D变换器中的量化步长规定等于热噪声的标准偏差〔亦即σ=q),并且假设利用8位A/D变换器,8位加权系数以及求和后12位截尾。应该注意到,通道与通道的匹配误差不包括在该图内。 3硬件的复杂性和設计的折衷方案到目前为止,讨论波束形成时,分别对来自N个接收机的信号应用复数加权,然后把这些加权值相加在一起以形成输出。加权值可以任意选择,理论上可以形成任意多个同时波束,而不需对它们相互的特性有所限制。假如为了实现对空监视,并且实时地跟上,接收机的输出必须以fHz抽样,则K个同时波束的形成要求每秒完成4Nk,次实数相乘。在任何详细的设计研究中,必须计及所有其它的算求和逻辑运算。但是,对于近似分析,只考虑乘法就可获得处理复杂性的一阶估算。当形成的同时波束数直接与接收机通道数有关时,则任意选择加权的优点被处理的复杂性(它随N2变化)所抵消在这种情况下,如果接收机通道与线阵,面阵或圆阵10组合在一起,则利用傅立叶变换可以将口径空间变换到波束空间。所谓快速傅立叶变换(f,ft)法是在串联级中利用结构加汉,以便大大减少波束形成所需要的计算量。已经发现了很多种f,ft法、虽然,本文没有打算对它们进行综评,有兴趣的读者可以参考下面。线性调频脉冲的z变换是根据调频波形的特性,数字的理论变换8是利用质数的特性和费马序列;对它们的应用于雷达0和微波着陆系统中的波束形成以及雷达多卜勤滤波作了建议。最熟悉的fft的分解方法是由库利( Cooley)和塔克( Tukey10提出的,它们采用的 “底数2”,在许多方面与巴特勒的射频波束形成波束形成技术相似,如果N是2的乘方, 则需要处理lg2N的列,每个包含信号对的1/2N次运箅,这个所谓蹀式的基本运算,对应于射频混合电路的特性,在其输入端之一接有移相器。因而,将末加权的输入A和用形(假设)加 ?1994-2016ChinaAcademicJournalElectronicpUblishingHouse.Allrightsreservedhttp://www.cnki.net 30 成都电款工程学院学报 1988年12月权的输入B组合起来产生输出(A+WB和(A-WB),通常,信号和加权都取复数值,在每个蝶式中要求四个实数剂乘。然而,可以安排fft,使得蹀式的第一列只含有+1或-1的加权值(等效于0和180°),所以它们可以在不需要真正的(亦即重要的)相乘来实现。同样,第二列加权也可以在没有重要相乘的情况下来实现,因为需要的加权是+1,j-1,或-(等效于0°,90°,180°或270°),第三序列加权的一半和第四序列加权的四分之一是不重要的, 等等。因而,对于N点fft重要实数相乘的数目为: 2N{(lg2)-3}+8N+1 (18) 最大信号电平在多重序列处理的这种型式中,处理的噪声变得比第2节分析的单个序列任意加权和组合法以束顶部的更大,假设硬件中的字长相同,它将在很大程度上取决于在每一列处理后采取截断字长的方法有关,因为,在处理过程中所涉及的数目热噪声和量化噪的规模有呈指数上升的趋向旁办电平对由N个接收机工作的线阵,单个序列加益带失配误差权法和底数2的fft的处理复杂性的一阶对 _确定是比归纳在图1中泫图示出在每一距离单元(监工一一畿断误差视状态)中,N点fft产生四个波束的任意单上、下煮屿12比剩的输出所产生的信呲比个序列加权和产生N/8个输出的任意加权等不同情况下所需要的相乘数目.由这些关系暗示29偏号加权调夔比 (8比转加权) 的复杂性的实际规模可由下面的例子给出,它假设使用1979年通常可买到的数字元件。64个a 信号基带比失配(1,02) 接收机通道同时以2MHz的速率抽样,且信号6 是任意加权的以形成四个同时的波束输出。对最大儈号与熟声加量化噪声比于这个例子,至少要求200个大规模集成的(. (8比特A/D,=q) S.)并联乘法装置,考虑到在整个设计中必须a 有额外的大规模集成和中规模集成(MSI) 100 300 l000 电路,将需要总的补数恐怕是50块电路插件每块9×6英寸),也许消耗800W,这种复杂图10对于通道数为N,汉明加权,数字波束形性的水平与一些尖端雷达已经研制出的许多信成器中各种误差的影响号处理系统可以比拟,对于某些应用、它可能是可以接受的。然而,增加维数或要求的抽样速率,或者两者,用目前的工艺技术将导致非常复杂的硬件来实现。我们能预料,在今后五至十年内将可得到什么样的器件呢?答案是很大程度上与为了研制一种成功的超大规模集成(V.LS.L技术可能得到的资金的规模有关。对于这种情况, 两种主要的备用工艺是以硅砷化镓材料为基础。如果硅的超大规模集成的研究获得成功,则用最简略的话来说,逻辑电路器件的速度,功率延迟积和封装密度(相反,存储器件在数字波束形成的范围内是不重要的)相对于目前的硅逻辑电路器件在今后十年将分别以10:1, 10→102:1和10→10-5:1的因数得到改善1213在同一时期内,砷化镓技术的预期进展也在推测之中。文献〔14列出的数据对砷化镓器件给出了很有希望的预测,但是,在封装密度方 ?1994-2016ChinaAcademicJournalElectronicpUblishingHouse.Allrightsreservedhttp://www.cnki.net

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