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  1. 单片机与DSP中的Ⅲ型网络的等效电路

  2. Ⅲ型网络可实现两个并联谐振频率,分别实现在通带上和通带下按几何对称的两个传输零点。这种电路结构并不理想,因为决定两个并联谐振频率的元件不是严格独立的,每个谐振点都由很多元件相互影响确定,这使调谐相当困难。另外,对于频带很窄的滤波器,元件值可能变得不切合实际。幸运的是,另一种电路可以提供更实用的电感电容关系。两个等效电路如图1所示。后一个电路采用两个并联调谐电路,每个并联谐振条件直接对应于一个传输零点。   图1  Ⅲ型网络的等效电路   图1所示的Ⅲ型网络用元件值的倒数表示,因为归一化带
  3. 所属分类:其它

    • 发布日期:2020-11-15
    • 文件大小:89088
    • 提供者:weixin_38499503
  1. 单片机与DSP中的滤波器在网络的等效电路

  2. 如图 所示对偶低通结构所导出的带阻滤波器支路2对应于表达式中的IV型网络。此电路可实现由两个串联谐振条件产生一对有限零点。然而,如同III型网络的情况各个谐振频率由所有元件睥相互作用决定,这就使得调谐因难,而对窄带滤波器,则可能产生不切合实际的元件值。另外一种由两个串联谐振电路并联而成的电路结构如图书室所示。为了简化变换方程,IV型网络需要取元件的倒数值。因此,带阻滤波器必须归一化到期rad/s的中心频率。这可以采用先前描述的方式实现,在变换后对滤波器进行去归一化。变换可按如下步骤完成。
  3. 所属分类:其它

    • 发布日期:2020-11-15
    • 文件大小:70656
    • 提供者:weixin_38557727
  1. 单片机与DSP中的椭圆函数低通滤波器变换

  2. 图1 Ⅲ型网络的等效电路   当带阻滤波器对lrad/s中心频率归一化时,谐振方程由ω3LC=1简化成LC=1,图1的Ⅲ型网络有倒数的元件值。这样归一化的动机是大大简化变换方程。   归一化带阻滤波器电路首先用通用的方法,即将倒数元件值的电容、电感互相替换,把归一化低通滤波器变换为归一化高通形式。然后,高通元件乘以因子Qbr=YJBW,式中几是带阻滤波器的几何中心频率,BW是带宽。归一化带阻滤波器直接用如下方法得到:每个电感串联一个倒数值电容使之谐振,每个电容并联一个倒数值电感使之谐振。
  3. 所属分类:其它

    • 发布日期:2020-11-15
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    • 提供者:weixin_38749863