Ⅲ型网络可实现两个并联谐振频率，分别实现在通带上和通带下按几何对称的两个传输零点。这种电路结构并不理想，因为决定两个并联谐振频率的元件不是严格独立的，每个谐振点都由很多元件相互影响确定，这使调谐相当困难。另外，对于频带很窄的滤波器，元件值可能变得不切合实际。幸运的是，另一种电路可以提供更实用的电感电容关系。两个等效电路如图1所示。后一个电路采用两个并联调谐电路，每个并联谐振条件直接对应于一个传输零点。 　　图1  Ⅲ型网络的等效电路 　　图1所示的Ⅲ型网络用元件值的倒数表示，因为归一化带

如图 所示对偶低通结构所导出的带阻滤波器支路2对应于表达式中的IV型网络。此电路可实现由两个串联谐振条件产生一对有限零点。然而，如同III型网络的情况各个谐振频率由所有元件睥相互作用决定，这就使得调谐因难，而对窄带滤波器，则可能产生不切合实际的元件值。另外一种由两个串联谐振电路并联而成的电路结构如图书室所示。为了简化变换方程，IV型网络需要取元件的倒数值。因此，带阻滤波器必须归一化到期rad/s的中心频率。这可以采用先前描述的方式实现，在变换后对滤波器进行去归一化。变换可按如下步骤完成。