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详细说明：基于UCC3809设计的反激变换器（50W）pdf,UCC3809设计反激变换器（50W）在反激变换器中,变压器实际上是一个多绕组的耦和电感,变压器磁芯提供耦合及隔离,而电感量给出储能大小,储存在空气隙中的电感的能量如下式 E Lp·(PEAK 2 (2) 此处,E为焦耳,Lp为初级电感,单位为享利。 Ipeak为初级电流,单位安培。当开关导通时,D1反向偏置,没有电流流过二次绕组,初级绕组中流过斜率如下式的电流 IN(min)v Rds(on) △t P (3) 此处,V1N(min)与Vgds(on)已讲过,△t为V1N(min)时的ton(max),输出电容Cout此时供给全部负载的电流。由于变换器工作在连续电流模式,△L为充入电感的电流,它出现为此时的正向斜波电流。这一步是因二次绕组在初级导通时,还有剩余电流,当开关关断时,电流流过二次绕组的D1,在此处成为负向斜波。再次将Cout充满电。并供给负载电流。基于(3)式,初级电感可以给出可接受的纹波电流△L的计算公式。对此样板设计,△L设置在初级峰值电流的一半,对CCM的反激变换器设计,峰值电流按(4)式计算: OUT(max) PEAK N 2 峰值电流算出为5.16A,△L为2.58A均方根值可由(5)式算出。 tm(ma),(PAK)-·e4+ T (5) 用(3)式Lp计算大约得到80uH,出于成本考虑,对70KHz频率,磁芯选择 philips公司的3C85,由于电感由B-H曲线决定, Flyback要一个大磁芯,又因工作在连续导通型,最高峰值磁密Bsat由饱合值限定,全部考虑之后,由(6) 式给出。 131 A=/L。· 10 420·k·Bmax (6) 此处,AP即磁芯有效截面积与窗口面积的乘积(Ae*AL) K=窗口系数 K=0.2 Bmax=Bsat=0.33T3C85材料100°℃的数据由(6)式求出比较窗口面积(Aw),磁芯柱截面积(Ae)以及按其数据选择 EFD30型磁芯。初级最小匝数,由下式给出: 7 peAK·10 B Ae 基于上述结果及预先定出的匝比,二次侧的匝数即可求出,用N=5,得到 Np=20,Ns=4。储存在反激式变压器中空气隙的能量,因磁芯中储能极少。此外增加气隙, 磁材的磁滞回线是斜线,需更高的场强才会饱合,气隙的尺寸由(8)式求出: aa μ。·μr·(Np)2·Ae·10-2 (8) 在(8)式中,气隙以cm计,μo为空气导磁率,等于4兀大10Hm。Ur为相对导磁率,气隙计算出为0043cm,它既可放在中心柱上,也可以放在两侧柱处。初级绕组由两根21#导线并联,第一层紧绕,第二层绕二次侧,二次侧绕组由四根18#导线并联,要绕满整层与初级有最好的耦合。使用初级80uH的电感及48%的最大占空比,将刚好没停在连续导通状态, 进入的临界条件是: IN(min) IN(min)(on(max) o(min 2.5·7·L 9 根据(9)式在32ⅴ最低输入电压下,变换器将进入断续导通型此时负载小于3.3A,为回到CCM,需更大的变压器,在48%占空比时,电感得达到264.5uH 增加初级电感需要更大的磁芯,如E41/17/2,这就需要更多的电路板空间。在连续电流模式中,另一个要讨论的是减小占空比,到26%,并继续使用 8uH反激电感,但是这必须考虑造成的高峰值电流,这又会增加损耗rR,更大的磁芯还需要一些方法去适应磁芯的面积乘积(Ap)它取决于峰值初级电流的大小,如(6)式描述。对连续型的设计,进入断续型比其它方式要好得多。断续型实际上没解决零负载,一个连续型反馈环有能力在其进入断续型时保持稳定。当然对断续型控制环的设计还没有进入连续型中避免右半部零点的问题。现有样板设计有偶然的优点如展示出的两种工作模式的工作波形,其仅取决于输入电压和负载电流。(图 16和17) 功率 MOSFET的选择在反激变换器中的开关元件必须有足够高的耐压,以应对输入电压及二次的反射电压,在没有前面提到的漏感产生的尖峰之下,大约需要的 MOSFET的耐压为: N P IN(max)tVL)+ (10) 此外,ds为所需的 MOSFET的源漏电压。V1由于漏感产生的电压尖峰预估为Vn(max)的30%,附加1.3系数,含盖了整个范围。对于反激变换,需要的 MOSFET的计算值为160V。选择IRF640。此器件的反压为200V,连续电流为18A,Rds(on)为0.18Ω。典型的栅驱动电流根据数据手册为: gate=(max·sw Qmax为栅电荷约7onc,在栅源电床IV及源漏160V时,根据(ll)式平均电源电流IDD需要加到49mA。 MOSFET的开关损耗及导通损耗为总损耗。 cond=(ms)2·尺as(on) (12) 开关损耗系在开关时漏源电压及漏电流的交叉造成的损耗。在开启时,漏电流开始流过FT器件,此刻栅压已达到vg阈值。漏极电流会连续上升并达到最终值。与此同时,漏源电压将保持在Vds,如早期(10)式计算。此电压仅在密勒电容开始充电后才降下来,充电时间tch对密勒电容是栅电阻Rg和栅漏密勒电容的函数。 DD-V gs( th) (13) 在上式中,VD是UCC3809供电电压,vgs(th)为功率 MOSFET的栅压阈值。在关断时又返回。整个过程自行重复。 MOSFET的输出电容Coss造成的功耗为1/2CVf,整个开关损耗为: (14) W 2 dsPEAK“ch sw 整个 MOSFET损耗为导通损耗(12)与开关损耗之和。样板上的IRF640计算后功耗为3.3W,若无合适的散热器,此器件热阻为65℃/W,会导致206℃结温, 需用散热板令其结温低于150℃,防止失效。 IRF640结到壳的热阻为1℃W,用一硅橡胶散热器提供结到壳,这样热阻为1.26℃灬w,散热器的热阻为Rsa-35℃灬w,必须接到25℃环境温度处。 T,=(Pcond +Psw).(ejc +Os +e sa)(15a) (14) Pond +P 爬+6 (15b) (15) 二极管的选择肖特基整流器有较低的正向压峰。考虑降低整流损耗,提高效率,选择合适的肖特基二极管,选择时主要考虑最高反向电压及峰值正向电流平均正向电流。如果最大反向电压超出,则反向漏电流即会超出规范。选择MBR2535VF 为047V,最大反压35V。超出所需的20V,电流也可选为二只并联,即50A 肖特基二极管的功耗为导通损耗与反向漏电损耗之和。导通损耗的计算采用正向压降与平均正向电流乘积为47W。反向漏电损耗与漏电流大小相关,算出约0.05W,散热选择也依据热阻,令其结温低于125℃。输入及输出电容输入电容的选择基于其纹波电流与相关电压的比率。输入电流波形见图3。为在开关导通及关断时由输入电容支撑的实际电流,其均方根值在导通时用 RMS,在关断时用平均电流计算。由于本例占空比约50%,所以导通时之RMS 总等于总输入的RMS电流,最小电容由下式给出。 △V (16 在上式中,Irms为均方根电流。AV为可接受的纹波电压。用两支SXE电容(15u)并联,可满足需要。再加上1uF的瓷片电容与之并联,作高频纹波电流的旁路。图3输入电容电流波形图4输出电容电流波形输出电容也采用低等效串联电阻(ESR)由纹波电流与电压比来定出。在主 MOSFET导通时,电容供负载能量,在 MOSFET关断时,二极管整流后则电容用来充电储能,输出负载直接取能量,输出10A电流计算出的RMS电流为14A; 要4支330uF三洋 OSCON电解电容并联设置UCC3809C的工作状态 UCC3809为主控IC,主要为低成本及高效率。其特色可调最大占空比、可调软起动、欠压保护,并有很低的工作电流。 VDD偏压及欠压保护 VDD采用一个恒流偏置电路,如图5;为减小变压器成本,不用自举绕组, 它还可防止使用电阻降压起动消耗更多功耗。这是一种适于宽输入电压范围的设计,电流偏置等效电路给出足够的栅驱动电流,它由(1)试式给出。此外,最大的 IVDD电流需要以IC内部结温工作。 VDD 7 D2 图5恒流偏置齐纳二极管Dl减小了PNP管的VB压降,设置了恒压给射极电阻Re,形成发射极恒流。选择控制电阻Rc,以确保晶体管处在激活状态。所有这些元件的功耗都以SMD元件完成,供电漏入电流可达25mA;D2加入可使IC的功耗减小 UCC3809有两个不同的欠压锁定电平,脱线使用时可以选择宽阈值的为-2 器件,dclc可选-1,以使令IC稳定工作在相应区域,保证输出驱动能力。去裯 VDD端子和ⅤRE端子要加去耦电容,去耦电容要求低ESR及ESL的瓷片电容。而且要紧靠IC相应端子,直接回到GND以确保高频性能。因为ⅤREF为许多内外电路提供了供电,此电容最好要达到0.47uf 我起动及关断软起动特色可使IC在起始窄脉中下工作,在IC处于UⅥO时SS端为低电平,一旦UⅥLO阈值达标,内部uA电流源给外接软起动电容充电。从IV 到2V,输岀占空比线性地増加到适应输岀的水平,软起动电容的选择,令IC起动为3ms时间内输出电压达标。将SS电压降到0.5V以后时,将使ⅤREF变低这一特色很容易用一支小NPN管执行。物出张动 UCC3809的输出级源出电流能力为0.4A,漏入为0.8A,放一支小电阻R10 串入IC输出与功率FET栅极之间防止寄生电感产生的振荡。以确保 MOSFET 栅不会在起动过程中超出其导通阈值。下拉电阻R7放在栅到地,输出级提供个小电阻以防过冲或欠冲,消除了对肖特基二极管的需要。振荡器数据表中给出完整的叙述,外接电阻Rr(R3)控制CT的充电时间Rr2(R4)控制CT的放电时间。当CT电压充到基准电压的2/3时,开始通过Rn2放电,当放到l/3基准电压时,又开始充电。样板在整个工作范围内最大占空比为66%9.5uS),正常时为48%,即69uS; 在正常范围内调整率未受损失,皆因未受到占空比箝制。这样占空比箝制可有效地防止变压器在过低输入电压时(如:起动、输入电压等)发生饱和现象,对于 100KHz开关频率推荐CT为lnf,IC内部电容的27pf RT1= 074·(CT+27pF) (17 RT2选择得确保安全,于是振荡器频率为: 0.74·(CT+27pF)·(RT1+RT2) (18) 为更好地防噪声,定时元件必须紧靠IC相应端子。CT、RT、RT结点用于观察振荡器波形。电限制电流检测电阻由IⅤ的峰值初级电流检测来完成。 FB threshold sense 12· PEAK (19) 地参照电阻必须是感量极小的电阻,要满足IRMs2 Senser的需要,选择标准电阻值即可。UCC3809与UC3965样板上为0.159,此值等于最大初级电流 667A。用(4)式算出为129A,作为Iout(Max)跨过此值时,PWM将复位关断输出,直到下次重开周期起动由漏感导致的尖峰弄不好也会干扰工作,为此加一RC滤波网,可以有效地防止误动作。在PWM关断时,内部有一2509的NMOS可放掉此电荷。斜率补偿检测峰值电感电流代替平均电感电流以响应作电流信号的斜率补偿,斜率补偿增加开环稳定性,特别在占空比超过50%时更为必要。 UCC3809样板用电阻分开C7处的振荡器斜波,并将其重迭进电流检测信号中,仅用一射极跟随器即可。第一步执行斜率补偿要计算反激电感下斜率,在次侧如下: S(L)= (20) 此处sec=Vo+ Vd lsec=Lp/A2然后将此斜率传至初级,并计算出检测电阻上的等效斜率(以伏、秒积)。 S(L S(L)==R N sense (21) 下一步,计算振荡器在定时电容CT上的斜率。为每秒伏特 VS(osc) It on( max (22) △Vosc等于CT峰值电压1.67V,因振荡器波形谷低电压大于零,AC耦合电容成为必要(图6);用超位忽略耦合LEB电容,电压斜波在FB端的公式可以写出如下 V(ramp) VS(L).Rsc VS(osc).RLEB RLEB + Rsc R LEB +R (23) REF PRIMARY CURRENT 溶m M→ CURRENT SENSE R12 COUPLING SLOPE COMPENSATION 图6FB端子的功能,电流检测,电压反馈,斜率补偿 Rsc的值(图6)取决于斜率补偿总量,用电感下斜率的等效及电阻性分压振荡器斜率RSc可由下式决定: VS(osc)·R M VS(L).Rsc RLEB +Rsc RLEB +Rsc (24) RLEB·VS(osc) VS(L).M 25 为保证电流环在100%占空比仍稳定。最小的补偿为1/2电感的下斜率 (M=0.5)必须加上。加斜率补偿等于整个电感电流时M=1:任何电流被扰乱都将在一个周期内消除。样板作了大约80%的斜率补偿,采用的562K与1K电阻作 Rsc及RLEB 电压反馈 UCC3809的反馈端综合了电压反馈信号,电流检测信号及补偿的斜率。电压反馈信号从光耦,其由二次侧的误差放大器驱动。从光耦来的信号设计为IV 阈值直接送到UCC3809的内部PWM比较器,以令输出电压稳定。设置二次侧的误差放大器UC3965 由于本设计中的反激变换器的输入输出是隔离的,误差放大器在二次侧输出电压。UCC3809的设计师考虑到这一点,省去了IC中的误差放大器,而使用 UC3965精密基准及低失调电压的误差放大器放于二次侧,以便对输出电压作精密调整。偏置.大压锁定及光稠由于UC3965的UVLo为4.V,为此二次侧IC可以从5V总线上供电,为防止纹波电压干扰,用了一个47uf电容去耦,并用一支肖特基二极管串入输入端以防止在功率 MOSFET导通期间去耦电容放电。输出电压检测 UC3965的精密基准接到器件内误差放大器的同相输入端,变换器的输出电压用电阻分压器分压后加到放大器反相输入端与基准电压比较,此放大器失调电压仅ImⅤ,从而确保Vo精确。误差放大器再驱动内部缓冲器的反相输入,其输岀再驱动光耦二极管,随输出电压增加,误差放大器输岀也在增加,对光耦驱动也在增加。若不需要隔离,则缓冲器可以直接送到PWM。环路补偿正如前面提到的,连续电流型工作的反激变换器将保持右半面(RHP)的传输函数的零点。精确地作到这一点意味什么?基本上,任何增加的负载电流都需要初级峰值电感电流增大,占空比也必须相应地加大才能完成这一点。在反激变换器中,电感电流流向输岀,仅在 MOSFET关断及整流二极管导通时増加占空比, 即増加 MOSFET导通时间,减少二极管导通时间。结果是二极管平均电流也即供给负载的电流实际在减少,这就是所谓的暂时饱合。随电感电流的上升,二极管电沇最后还是要达到其合适的值。在其能增加之前(参照右半面传输为0)二极管实际电流先要减小,为完成匹配,零点贡献一个相位滞后,而不是相位超前(对正常的零点),这个零点移动频率为负载及输入电压的函数。如(26式表述,用串入一个极点,令其撤掉是可能的。 N.VN2 (26) rHPzeRo 2π·Ro·Lp(Vm+N→Vor) 使用右半面零点最容易的方法即是在相对低频下使用简单的占支配的极点补偿,将环路增益滑出。不幸,它破坏了动态响应。补偿网络初始用的是为得到很好的线性调整率,负载调整率及快速动态响应。这个目标最好用一个低频时有高增益宽带及好的瞬态响应的放大器完成,最佳的闭环特性只能用先前知识实现。即PWM的传输特性及对应的开关电路,在功率级画出一个边界曲线标出已知的极点和零点,以此做到这一点。边界曲线给出一个增益与频率及相移与频率的特性的视觉直观。在增益曲线上看出在每个频率现状下的增益大小,反馈环会减少因频率的扰动此外,基于RHP的零点,输出电容和负载贡献一个极点在(27)式决定的频率处,输出电容也贡献一个零点,其基于它的ESR如(28)式。 1+D pole=2·忑 RoUT col (27) ·ESR·C OUT (28 控制的输出增益可用(29)式计算: 。·R GAN=20.91vG·(1-D)(2,N,v+V (29) 在此公式中,输出短路电流Isc可预先计算出。Vc为控制电压,等于UC3965 中的2.5V。此外,为控制输岀增益,光耦也会贡献一点。基于其电流传输比及相位滞后(此因其大的基极与集电极电容导致)。因为光耦数据表没有包含任何的频响曲线,带宽为在网络分析实验室测出,光耦贡献的大约为7db,极点不明显已走出60KHz闭环增益(电流环)反比于检测电阻的倒数,1/ Rsense或曰16db;将这些因素加在一起,一个未补偿系统的边界曲线即可完成一旦未补偿系统的频响定出来,下一步即要决定需要给误差放大器什么样的补偿方法,并使之最佳化。如早期指出,最佳化的性能即低频下的高增益,以保证DC调整率,高的带宽以保持好的瞬态响应。跨跃频率f増益幅度到Odb 时的频宽,宽带的实现要求有尽可能高的fc,因为RHP为零,最大的可能的跨越频率受限于 frap zeroπ。相移或相位滞后总量在f处测量少于180度,但至少要大于45度,才有好的瞬态响应,增益幅度在整个相移测量的180度内都可给出参照。如果增益区域的斜率在低频段为-2或-40db度。它必须承现每一斜率下-20db,还要知道作为-1斜率/组到跨过0点之前如果斜率仍旧为-2斜率,则增益区域就太小,会导致不稳定的振荡于fc处。将所有上述之讨论综合之后,误差放大器的补偿网络应出现了,包含了歪曲的分量也是不可避免的。但是一般还是图7中给出的最通用的多数都用的网络。此即,一个极点在原始处,它贡献-1斜率的増益区,一个低频零点 fea zero, 如(30)表示,变平出此斜波为中部区域。其等于Rf/Ri,一个高频极点 f Ea pole, 如(31)式表示,帮助应付任何高频噪声,其来自对应系统中。Rd与Ri形成的分压器提供直流位移。总合PWM及功率级的边界线给误差放大器的补偿,用一个极点插入系统。

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