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详细说明：开关电源环路中的TL431应用.pdfpdf,开关电源环路中的TL431.pdf)4卖) 由 1na-1nb= ln 2).因此 1 312s Vr 1n6= R 从这个公式我们可以析取出电流I Vr In6 R 根据R4的值(为4829),可以计算出I1的值。 26m×1.79 ≈97A 482 得到这个电流后,集电极负载R2和R3的压降可根据欧姆定律快速计算出来。 VR2=VR3=3R2I1=R31=1.9k×97m=5.7k×97m=553m(10) 这个电压离采用SPCE计算的偏置点并不远。将R1乘以流经Q4的电流(31)与流经Qs的电流(I1) 之和(即为4I1),即可简单地得到R1的电压降。 Vg1=4R1I1=2k×4×97m=776mV (11) 最后,如果将所有计算出来的电压相加,并假定晶体管的VBE为580mV,就获得了想要的参考电平。 Vrer=VR+VR2+VBE2+VBE4=(0.553+0.776+0.58+0.58)V=2.49V(12) TL431的频率补偿由电容C1、C2和电阻R6进行。需要偏置电流我们解释过实现平衡的条件,即Vre等于2.49V。现在,如果施加在Vref上的电压变化,如增加, 这一电压变化就在Q2的射极传播,并导致R1中的电流变化。此时Q4和Q5的电流会呈现这变化,并分别将信息传递至Q1和Q6。就此而言,可以发现Q1和Q6充当差分放大器。然而,随着更多的电流流经 Q4,其通道自然会提供更大的增益来激活Q1,灌入更多的电流至地,如同Q6所操作的那样,Va被下拉。 60 50 9. uF 15k 230 825 O GND 30 10k=10mA TA =25° .O k 10k 100k 1.0M 10M 频率(MHz) 图2为TL431连接2309电阻负载进行的交流测试,注入电流约为10mA 可分析计算出TL431的跨导增益,也可根据图2所示的特性曲线推算出这跨导增益。根据这个曲线可以看到55dB的直流增益。这个值,再结合上拉电阻2309的阻值,就可以得到gm值。 55 1020 gm=-A/V=2 4A (13) 230 如图2标题所述,测试期间阴极电流设定为10mA。传统的齐纳二极管需要一定量的实质偏置电流, 使其工作时远离转折点。否则,二极管呈现的动态阻抗就会受到影响,而齐纳电压也会取决于注入电流尽管是一种有源齐纳二极管,TL431并没有违背那项特殊准则。设计人员需要在阴极注入电流,从而获得器件的最佳性能。对晶体管级TL431模型运行仿真,以此检测转折点是否变尖,结果如图3所示高gm区域 >600μA m≈1A 假好地调节高于此水平的阴极电流 x=30 lV= fmV t av=300 av rer(V) 低gm区域 <600uA gm≈0.03AN 图3晶体管级TL431模型仿真结果根据图3,可以清楚看到低于600μA注入电流的转折点的外观。低于这个值时,跨导增益gm就相当小了。在这个图中,可以确定这样一个区域,低于这区域时,器件的跨导增益gm低,增益值临近30mA。随着阴极电流增加,跨导增益值改善,增加至1A/。随着更多电流被注入,就获得如公式(13)所给定的跨导增益值。 CTR CTR 图4与光耦合器LED并联的简单电阻构建成一个免费的电流源产生器图4所示描述了一种注入更多电流的方法。在这个图中,与光耦合器LED并联连接的简单电阻增加了TL431中注入的电流。由于LED正向压降约为1V,并联的1k9电阻构成一个简单的1mA电流源产生器,这个电流与流经LED的反馈电流相加。需要注意的是,减小LED串联电阻RuED并不会改变TL431 的电流,因为TL431的电流由初级端反馈电流L施加,通过光耦合器电流传输比(CTR)反射在LED中。改变RED值会影响中带增益,而非TL431偏置,因为系统采用闭环形式工作。参考文献1中包含与TL431 偏置计算相关的所有详细计算。最后,应当注入怎样的电流到TL431中?TL431器件规范中列出了1mA的最低电流,而参考文献 2中称需要最小5mA的电流才能获得良好的性能。到底选择哪个值呢?所幸的是,除了受偏置电流影响的开环增益外,输出电压的消耗在这一电流的选择过程中也很重要。当需要减少哪怕是10mW从而使输入功率低于100mW时,您就会理解为何无法承受损失在偏置电流中弥足珍贵的而在空载下没有用处的功率。大批量的笔记本适配器会处理LED中流经的自然反馈电流之上的1mA额外偏置电流。因此,TL431 中的总偏置就接近1.5mA,而经验显示这1.5mA的电流可实现足够的性能,而不会牺牲待机能耗结语本文介绍了TL431的内部示意图。在没有进入真正的带隙操作的情况下,重要的是理解TL431器件如何操作,以及预计能获得的与其偏置电流相关的性能。对这个题目有更多兴趣的读者可以访问参考文献3中提供的链接,查看作者所收集的众多电压参考设计数据。既然知道了如何对TL431进行偏置,我们在下一部分的文章中将讨论如何在此基础上构造2类误差放大器通过极点和零点创建相位提升环路补偿的原理,在于当转换器工作在闭环时,确保所有工作条件下都有安全的相位和增益裕量。相位増益意指在交越频率fc下环路增益T(s)的总相位旋转小于-360°,相反,总相位旋转是-360°时,相位増益容许环路增益模块与0dB轴之间存在距离。为确保顾及这些设计条件,必须插入一个补偿电路G(s), 其任务是在选定频率下改变环路增益,使其穿越0dB轴,以及在所考虑到的频率下具备足够的相位和增益裕量。应该如何选择交越频率呢?举例来说,有的设计人员武断地选择开关频率的1/5作为交越频率。更好的方法是根据规范表中列出的最大下冲值来分析获得0dB轴上的交越点。参考文献1中介绍了获得0dB 交越点的一个合适方法。为方便起见,可假定交越频率为1kHz,并以此为例展开讨论。 d B 40反激式转换器电流模式CCM 2 d B 200 400H(s) Deg. 900 arg H(s)e tc 63 b0 arg H(s) 频率(Hz) 图采用电流模式工作的反激转换器的典型电源转换段重要的第一步从电源段波特图开始,这就是记作H(s)的函数,如图1所示。它是具有斜坡补偿特性的隔离型电流模式CCM反激转换器的响应。这个波特图可以采用基准测试数据、解析性分析或使用 SPICE 仿真器来获得。从图中可以发现,增益缺额为-22dB,相位旋转为-63°,这两个值都是在选定的1kHz交越频率读取的。为获得良好的输入抑制,需要较小的输出静态误差、低的输出阻抗和大的直流增益。原点处的极点可以满足这个要求。就数学等式而言,原点处的极点表述为下述形式 G(s)= 遗憾的是,将极点恰当置于原点会导致永久的相位旋转。而且,由于使用运放或采用反向配置接线的TL431,总相位旋转将达到-270°。 argG(s)arg(0)-arg pfT=-arctan(oo)-T 3 ② 2 2 因此,如果将这-270°的相位旋转与电源段-63°的相位旋转相加,最后会得到-333°的总环路相位旋转。这就为设计提供了27°的裕量,避免冲击到-360°的限制。这个距离就是所谓的相位裕量,记作dm 从环路控制理论可知,相位裕量应大于45°,以获得快速的非振铃系统。实际上,参考文献3建议70°裕量的设计,在恢复速度和缺乏过冲之间提供了最佳折衷。为了将现有的27°裕量扩展至70°,需要创建交越频率处的相位提升。这个相位提升的确切数字是43°。相位提升=qn-argH()-90° =70°+63-90=43° 可以在补偿器传递函数G(s)中结合极点和零点在一起来提升相位。如果结合在一起的极点和零点各出现在不同频率,传递函数就像下述等式: 1+ G(s)= 1+ 由于单纯的一阶零点可将相位从0°旋转到+90°,而第一阶极点可使相位从0°旋转至-90°。可以说零点提升相位,而极点延迟相位。因此,如果根据放置零点和极点的频率来结合零点和极点,就有办法调节所期望的确切相位提升。可在频域计算等式(4)的幅角来评估相位提升 argG()=a arctan arctan :l 应当在哪里放置与交越频率相关的极点和零点呢?要得出一个概念,可计算等式(5)中幅角达到峰值, 也就是相位提升最大时的频率 d arctan arctan (6) 0 解答这个等式,可得: e fpI 将交越频率放在极点和零点位置的几何平均值处,将获得所期望的最大相位提升。但这是放置极点和零点的唯一途径吗?当然不是!举例来说,可以将零点放置在旨在抵御由输出电容等效串联电阻(ESR) 导致的零点的位置。例如,可将零点进一步放到频率轴之下。但是,根据等式(7)来放置极点和零点才是最便于设计起步的途径。现在,回到本文的例子,需要在1kHz的交越频率f处将相位提升43°。在哪里放置极点和零点呢?通过结合等式(5)和等式(7),可以得出它们的各自位置。 ,= tan(boost )+y tan(boost)+1/=2.3 kH:(8) f=≈435Hz 那么,如何确保在1kHz频率时交越呢?答案就是通过确保频率为1kHz时补偿器恰好呈现+22dB 的增益。这个增益称作中频带增益,通常记作Go。总结一下,需要创建实现下述规范的补偿器链:1个原点处的极点(即原极点)、1个零点、1个极点、交越频率处的中频带增益Go。 R C R FB lower 图22类补偿器汇集了原极点、零点及第二个极点采用运算放大器构建的2类补偿器前文所述类型的补偿器称作2类补偿器,通常采用运算放大器来构建,如图2所示。这种配置的传递函数可以下面的简化形式来表述 R 1+ 1+ 使用这种配置,并假定C2比C1小,极点和零点的旋转就如下述两个公式所示 fo=f= 2兀RC1 2丌RC ①2 R2 R 如果将这些公式运用到1kHz交越频率时相位提升为43°、以及相同频率时增益为22dB等条件, 就可获得如下所示的元件量值,其中电阻R1的阻值假定为10kW:C1=2.35nF,C2=550pF,R1=10kW, R2=155kW。 G(s) =435Hz p=2.3kH2 22 dB arg G(s) 43 频(H忆) 图3 所期望的恰当增益和相位提升在图2所示的原理图上进行交流仿真即可得到图3中所示的波特图。这个图确认了所期望的增益和相位幅度。当今的电子系统中已经广泛采用运放,它可被成本和易用性具有优势的TL431所取代。然而,由于结构方面的原因,要采用TL431来实现真正的2类补偿器,需要注意一些问题 DD R pullup LED R bias 2 lower 图4 基于TL431和光耦合器的完整反馈链采用TL431构建的2类补偿器参考文献2中详细介绍了快通道和慢通道,而在应用TL431时可能会显得比较麻烦。而经验显示, 在有利条件下使用这些通道时,实际上会使2类配置变得简单,如图4所示。这里的主要问题来自光耦合器的存在,它将表征输出电压变异的隔离次级端LED电流传输到直接电气链路中的初级部分,直至到达主电源。用于汇集LED所发射光子的双极晶体管充当与光耦合器电流传输比(CTR)直接成正比的内部集电极电容。由于米勒效应,这个电容乘以晶体管b值(集电极电流与基极电流之比b=L。/)即体现在集电极上, 并与连接到它的上拉或下拉电阻直接相互作用。在某些案例中,它可能干扰传递函数,必须特别注意它的存在。电流传输比越大,寄生电容就越大,而光耦合器的速度就越慢。最后的传递函数如等式(14)所示从中可以确定下述极点和零点。 C1+1 R SRC:1+sR u (C R)RL .CTR(14) 2TR C 2TR.( =-PCTR R 等式(14)中的Cpt是从晶体管集电极上可见的等效光耦合器极点,它与图4中的C2并联。可看到如果Cpo足够小,意即光耦合器带宽较宽,它的效应相对于C2来说可忽略不计,而且,C2将单独主导极点位置。相反,根据交越频率的选择,可能会出现光耦合器寄生电容强加一个比等式(8)计算得到的更低的

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